Зі спеціальними висновками

1 ) ТТЛ з відкритим колектором.

2 ) ТТЛ з Z - станом.

3 ) ТТЛШ .

4 ) Оптоелектронні ІМС .

1 ) ТТЛ з відкритим колектором. Наступна схема отримала свою назву за рахунок

того , що колектор вихідного транзистора не підключений ні до однієї точки схеми . Тому

для забезпечення працездатності між виходом і плюсом ІП необхідно підключити

зовнішнє навісне опір ( дивіться малюнки 187 , 188).

ТТЛ з відкритим колектором застосовується для підключення елементів індикації ( Мініа -

Це і є Z- станом схеми .

3)ТТЛШ

До одного з недоліків ТТЛ можна віднести порівняно невисоку швидкодію . це

Маркування оптронов .

Розшифровується маркування так :

1 група - матеріал напівпровідника . Буква «А» означає арсенід галію .

2 група . Буква «О» означає , що ми маємо справу з Оптрон.

Тип оптрона по виду фотоприймача . «Д» - діодний оптрон , «У» - тиристорний .

4 група - група з електричним параметрам.

5 група - модифікація приладу в четвертій групі.

Принцип дії .

При подачі на вхід логічного нуля струм через світлодіод не протікає , світлодіод не світить -ся , і через фотодіод буде протікати дуже маленький темновой струм, якого не досить для відмикання транзистора VT1 ( дивіться малюнок 198).

При подачі на вхід логічного одиниці світлодіод запалюється , і через фотодіод буде про-тека достатньо великий світловий зворотний струм , який відкриває транзистор VT1. Залишилося частина схеми працює як базовий елемент ТТЛ.

Логічні елементи на польових транзисторах МОП- структури

1 ) Ключі на МОП- транзисторах .

2 ) Комплементарна МОП - пара ( КМОП ) .

3 ) Реалізація функції І -НЕ в КМОП - логіці.

4 ) Реалізація функції АБО -НЕ в КМОП - логіці.

1 ) Ключі на МОП- транзисторах .

Недоліком даних ключів є наявність резисторів , які займають у підкладці значно більше місця , ніж транзистор. Тому найбільш широко застосовуються ІМС , у яких замість резистора також застосовується МОП - транзистор , але з каналом іншого типу провідності . Такі взаємодоповнюючі структури отримали назву МОП - пар.

2 ) Комплементарна МОП - пара ( КМОП ) .

Якщо на затвор подати сигнал логічного нуля , то в транзисторі VT2 ( c каналом « n » типу провідності ) канал буде відсутня , а в транзисторі VT1 з каналом « p » типу канал буде индуцирован , т. к. на затворі щодо витоку буде діяти негативне напруги- ня . Через цей канал вихід Y з'єднується з плюсом ІП , і на виході буде високий рівень логічної одиниці.

При подачі на вхід логічного одиниці канал в транзисторі VT1 зникає , а в VT2 канал ін- дуціруется і через цей канал з'єднується з нульовим потенціалом загального проводу , отже, на виході буде логічний нуль .

Переваги комплементарної МОП - пари - відсутність резисторів , що дозволяє підвищити ступінь інтеграції; дуже мале споживання струму від ІП , т. к. між плюсом і мінусом ІП завжди виявляється транзистор , у якого немає каналу.

Недолік комплементарної МОП - пари: низька швидкодія .

3) Реалізація функції І -НЕ в КМОП - логіці.

Якщо хоча б на одному з входів є сигнал логічного нуля , у відповідному транзисторів з каналом p - типу - VT1 або VT2 - буде индуцирован канал , через який вихід Y з'єднується з плюсом ІП , і на виході буде логічна одиниця . При подачі на обидва входи логічних одиниць у VT1 і в VT2 канали зникають , а в транзисторах VT3 і VT4 канали інду - ціруются , і через ці канали вихід Y з'єднується із загальним проводом , отже , на ви - ході буде логічний нуль .

4 ) Реалізація функції АБО -НЕ в КМОП - логіці.

Якщо на обидва входи подані нулі , то в транзисторах VT1 і VT4 з каналами n - типу канали від - сутні , а в VT2 і VT3 канали індукуються , і через них вихід Y пов'язаний з плюсом ІП , отже , на виході логічна одиниця .

Якщо хоча б на один з входів подати логічну одиницю , то у відповідному транзит- сторі p - типу канал зникає , і вихід Y відключається від плюса ІП , а у відповідному транзисторів з каналом n - типу канал індукується , і через нього вихід Y з'єднується із загальним про- водом , отже , на виході буде логічний нуль .

Емітерний- зв'язкова логіка

1 ) Реалізація функцій АБО та АБО -НЕ в емітерний- зв'язковий логіці ( ЕСЛ ) .

2 ) Джерело опорної напруги.

3 ) Базовий елемент ЕСЛ серії К500 .

1 ) Реалізація функцій АБО та АБО -НЕ в емітерний- зв'язковий логіці ( ЕСЛ ) . ЕСЛ є самою швидкодіючої з усіх типів логіки. Це пояснюється тим , що транзистори в ЕСЛ працюють в лінійному режимі , не переходячи в режим насичення або відсікти -ки . Основою ЕСЛ є диференційний емітерний каскад , зображений на малюнку 209 .

Особливість ЕСЛ : різниця рівнів логічної одиниці і нуля дуже мала , отже , завадостійкість погана . Щоб підвищити завадостійкість , в ЕСЛ використовується схе - ма , при якій в ланцюзі колектора - з'єднання з загальним проводом , а в ланцюг емітера подає -ся мінус напруги ІП. Це призводить до того , що всі рівні напруги негативні і ЕСЛ погано узгоджуються з іншими типами логіки.

Розглянемо наступну схему ( дивіться малюнок 210 ) , в якій U0 ≈ -1,6 В; U1 ≈ -0,8 В; Uоп

≈ -1,2 В.

У даній схемі роль генератора стабільного струму ( ГСТ ) виконує джерело стабілізувати - ванного напруги U = -5,2 В разом з послідовно включеним резистором R3 доста - точно великого номіналу .

При подачі на обидва входи логічного нуля опорна напруга виявляється більш поклади- тільних , ніж на базах транзисторів VT1 і VT2 , отже , транзистор VT3 відкритий більшою мірою , ніж VT1 і VT2. Значить , струм через R2 буде більше , ніж через R1 , і напругу на Y2 (логічний нуль ) буде більш негативним , ніж на виході Y (логічна оди- ница ) .

Якщо хоч на один з входів подати логічну одиницю , то напруга на базі відповідними- ющего транзистора стає більш позитивним , ніж опорне . Цей транзистор ( VT1 або VT2 ) відкривається більшою мірою , ніж VT3. Струм через R1 буде більше , ніж через R2. Напруга на виході Y буде більш негативним , тобто логічним нулем , а напруга на виході Y2 , більш позитивним , тобто логічною одиницею .

Висновок: ЕСЛ реалізує функцію АБО -НЕ по виходу Y і ​​функцію АБО по виходу Y2 .

2 ) Джерело опорної напруги.

Джерело опорного напруги зібраний на транзисторі VT4. Схема ця являє собою емітерний повторювач . Дільник , що складається з резисторів R5 , R6 і діодів VD1 і VD2 , забезпечує постійну напругу на базі транзистора , а отже , струм через транзит- стор також буде постійним і падіння напруги на резистори R4 буде постійним . Ця напруга і подається на базу транзістораVT3 як опорне . Діоди VD1 , VD2 призначені для температурної стабілізації роботи схеми .

3 ) Базовий елемент ЕСЛ серії К500 .

Недоліком розглянутої вище схеми є малий коефіцієнт розгалуження по ви - ходу. Для збільшення його на виході схеми включають емітерний повторювачі . В результаті ми отримали базовий елемент ЕСЛ .

Аналогові електронні пристрої Класифікація і основні технічні показники підсилювачів

1 ) Класифікація підсилювачів .

2 ) Основні технічні показники підсилювачів .

3 ) Характеристики підсилювачів .

1 ) Класифікація підсилювачів .

Пристрій, призначений для посилення електричних сигналів , називається електронним підсилювачем.

Основною класифікацією підсилювачів є класифікація за діапазоном підсилюються частот .

1 . Підсилювачі низької частоти ( УНЧ) - діапазон підсилюються частот від 10Гц до 100кГц .

2 . Підсилювачі високої частоти ( УВЧ) - діапазон підсилюються частот від 100кГц до 100М- Гц.

3 . Підсилювачі постійного струму (ППС ) . Вони можуть посилювати постійний струм. Діапазон підсилюються частот від 0Гц до 100кГц .

4 . Імпульсні підсилювачі ( ІУ ) - широкосмугові імпульсні - і видеоусилители . Ча- стотний діапазон підсилюються частот від 1кГц до 100кГц .

5 . Виборчі , або резонансні підсилювачі - це підсилювачі , що працюють у вузькому діапазоні частот.

2 ) Основні технічні показники підсилювачів .

1 . Коефіцієнт посилення .

Якщо коефіцієнт посилення недостатній, застосовуються багатокаскадні підсилювачі .

У багатокаскадних підсилювачах загальний коефіцієнт посилення дорівнює добутку коефіцієнта - ентов підсилення кожного каскаду .

2 . Вхідний і вихідний опір . Еквівалентну схему підсилювача можна предста - вити такий спосіб.

Завдання передачі максимальної енергії від джерела сигналу на вхід підсилювача , а також з виходу підсилювача на навантаження називається узгодженням. Для оптимального узгодження вхідний опір підсилювача має бути якомога більше , тобто значно більше внутрішнього опору джерела сигналу , а вихідний опір значно мен-ше опору навантаження . Питання узгодження виникають і в багатокаскадних підсилите - лях . Якщо два підсилювальних каскаду не узгоджені між собою по вхідному і вихідному опору , то між ними ставиться емітерний повторювач , що має дуже великий вхідний і мале вихідний опір.

3 . Вихідна потужність і ККД підсилювача. Вихідна потужність може бути визначена за формулою:

Значно збільшити вихідну потужність підсилювача не можна , оскільки при великому вихідному напрузі з'являються спотворення підсилюється сигналу за рахунок нелінійності характери- стик підсилюючих елементів . Тому вноситься поняття номінальної вихідної потужності. Це найбільша вихідна потужність , при якій сигнал не спотворюється .

ККД підсилювача можна визначити за такою формулою:

4 . Рівень власних шумів складається з наступних складових:

• Теплові шуми при нагріванні опорів , ємностей.

• Шуми підсилюючих елементів .

• Шум за рахунок пульсацій джерела живлення.

5 . Діапазон підсилюються частот (смуга пропускання підсилювача). Це смуга частот , у якій вихідна напруга зменшується не більше ніж до 0,7 своєї максимальної величини.

6 . Спотворення підсилювача виникають за рахунок нелінійності характеристик транзисторів. Спотворення відбуваються за рахунок появи в спектрі сигналу вищих гармонійних со-

складових , і характеризується коефіцієнтом нелінійних спотворень (або коефіцієнт гармонік ) .

3 ) Характеристики підсилювачів .

1 . Амплітудна характеристика - це залежність амплітуди вихідного сигналу від ам- амплітуди вхідного сигналу ( дивіться малюнок 216). U вих = f (Uвх ) .

2 . Динамічний діапазон:

3 . Амплітудно- частотна характеристика ( АЧХ ) являє собою залежність амплітуди вихідного сигналу від частоти при постійній амплітуді вхідного сигналу.

Uвх = f (F) при Uвх = Const .

Часто АЧХ представляють у вигляді залежності Кn =f (F) при Uвх =Const

4 . Залежність коефіцієнта підсилення від частоти характеризується коефіцієнтом ча- стотних спотворень. Коефіцієнт частотних спотворень для низьких частот визначаються-ється співвідношенням :

Коефіцієнт частотних спотворень для високих частот визначається співвідношенням :

5 . У радіотехніці часто застосовують нормовані АЧХ. Нормована АЧХ перед-ставлять собою таку залежність:

6 . Фазова характеристика - це залежність різниці фаз між вхідними та вихідними сигналами від частоти. φ = f ( F).

Харчування ланцюзі бази транзисторів і температурні стабілізація робочої точки

1) Харчування ланцюзі бази транзистора за схемою з фіксованим струмом бази.

2 ) Харчування ланцюзі бази транзистора за схемою з фіксованою напругою бази.

3 ) Температурна стабілізація ( термостабилизация ) робочої точки за допомогою терморезистора і напівпровідникового діода.

4 ) Термостабілізація робочої точки за допомогою негативного зворотного зв'язку (ООС) по постійній напрузі .

5 ) Термостабілізація робочої точки за допомогою ООС по постійному то -ку .

1) Харчування ланцюзі бази транзистора за схемою з фіксованим струмом бази. У практичних схемах включення з ОЕ і ОК джерело живлення бази Eб не застосовується , а ланцюг бази харчується від колекторного напруги Eк за допомогою додаткових елементів схе - ми . Найбільш простою є схема живлення ланцюзі бази з « фіксованим струмом бази» ( дивіться малюнок 221).

У даній схемі базова ланцюг являє собою дільник напруги ( дивіться малюнок 222 ) , що складається з Rб і опору емітерного переходу транзистора VT1 R е .

Струм бази Iб0 , що відповідає обраному положенню робочої точки , буде протікати че- рез емітерний перехід , створюючи на ньому падіння напруги Uбе , яке і є використан- вача функції джерела Eб . З другого закону Кірхгофа отримуємо :

ЄК = URб + Uбе ; ЄК = Rб ∙ Iб0 .

У символі « Iб0 » нуль відповідає робочій точці.

Недолік даної схеми : не може працювати в широкому діапазоні температур , т. к. опір емітерного переходу R е дуже сильно залежить від температури. Трохи краще працюе схема з фіксованою напругою бази.

2 ) Харчування ланцюзі бази транзистора за схемою з фіксованою напругою бази.

У даній схемі дільник напруги складається з резистора Rб `і Rб `` , включеного паралельно опору емітерного переходу R е .

Напруга Uбе знаходиться з вхідної характеристики транзистора по заданому току бази. Дана схема в діапазоні температур працює краще , ніж схема з фіксованим струмом бази , проте для нормальної її роботи необхідна температурна стабілізація .

3 ) Температурна стабілізація ( термостабилизация ) робочої точки за допомогою терморезистора і напівпровідникового діода.

При нагріванні робоча точка зміщується по навантажувальної прямої , що призводить до збільшення колекторного струму Ік і зменшенню напруги Uке ( дивіться малюнок 225). Це рівносильний -но прочинення транзистора. Тому основним завданням температурної стабілізації яв-

ляется синхронна із збільшенням температури при закриванні емітерного переходу транзит- стору температурна стабілізація за допомогою терморезистора ( дивіться малюнок 226).

При нагріванні опір терморезистора зменшується , що призводить до загального змен - шенням опору включених в паралель резисторів Rб `` і Rt. За рахунок цього напруги- ня Uбе зменшуватиметься , емітерний перехід подзапіраться , і робоча точка зберігає своє положення на навантажувальної прямої .

Аналогічним чином відбувається термостабилизация робочої точки напівпровідниковим діодом ( дивіться малюнок 227).

При збільшенні температури опір діодів в зворотному включенні буде змен - шаться за рахунок термогенерации носіїв заряду в напівпровіднику . Загальний опір включених паралельно резистора Rб `` і діода VD1 буде зменшуватися , що призведе до зменшення напруги Uбе , транзистор подзапірается і робоча точка зберігає своє по- ложение .

Недоліком схем з терморезистором і напівпровідниковим діодом є те , що і термо- резистор , і напівпровідниковий діод повинні підбиратися за своїм температурним свій - ствам для кожного конкретного транзистора. Тому найбільш часто застосовують схеми температурні стабілізації негативним зворотним зв'язком (ООС) по постійному струму і напрузі .

4 ) Термостабілізація робочої точки за допомогою негативного зворотного зв'язку (ООС) по постійній напрузі .

Застосовується цей вид термостабілізації при харчуванні ланцюзі бази з фіксованим струмом ба- зи . У цьому випадку резистор Rб підключається не до плюса ІП , а до колектора транзистора. Користуючись рівняннями Кірхгофа , отримаємо :

Uке = URб + Uбе ;

Uбе ↓ = Uке ↓ - URб так як URб = Const ;

При збільшенні температури напруга Uке зменшується. Це зменшення напруги че- рез ланцюг зворотного зв'язку (ОС) , що складається з Rб , передається на базу транзистора. Напруга Uбе зменшується. Емітерний перехід подзапірается , і робоча точка зберігає своє поло-ються .

5 ) Термостабілізація робочої точки за допомогою ООС по постійному то -ку .

Термостабілізація робочої точки за допомогою ООС по постійному струму застосовується при харчуванні ланцюзі бази за схемою з « фіксованим напругою бази». При зростанні температури збільшується струм колектора транзистора Ік , отже , і струм емітера Iе . За рахунок цього URбе буде зменшуватися.

Uбе ↑ = URб `` - URе ↑ так як URб `` = Const ;

Емітерний перехід подзапірается , і робоча точка (РТ ) зберігає своє становище. Так як зміна напруги на R е повинно залежати тільки від зміни температури і не вимірюв- няться за законом змінної складової підсилюється сигналу , резистор R е шунтируется конденсатором великої ємності , через який буде протікати змінна складова , а через R е протікатиме постійна складова струму.

Величину ємності вибирають з умови

Зворотній зв'язок в підсилювачі

1) Види зворотного зв'язку.

2 ) Вплив ООС на основні показники підсилювача.

1) Види зворотного зв'язку. Зворотним зв'язком в підсилювачі ( в цілому ) або ж в окремо взя - тому каскаді називається такий зв'язок між входом і виходом , при якій частина енергії усі- ленного сигналу з виходу передається на вхід.

За способом свого виникнення зворотний зв'язок може бути внутрішньою , паразитної і іс - штучного .

Внутрішня ОС виникає за рахунок внутрішніх властивостей елементів схеми . Паразитна ОС мож-ника за рахунок паразитних ємностей і індуктивностей . Намагаються внутрішню паразитную зворотний зв'язок можливо сильніше зменшити .

Штучна ОС вводиться спеціально для поліпшення основних характеристик підсилювача. За ознакою петлевого посилення розрізняють позитивну ОС (ПОС ) і ООС. При ПОС сиг -нал на вхід підсилювача через ланцюг ОС надходить у фазі з вхідним сигналом. При ООС сиг -нал , проходячи ланцюг ОС , подаватиметься в протифазі з вхідним сигналом. У підсилювачах , в основному , застосовується ООС ; ПОС застосовується в генераторах .

Залежно від того , яким чином ланцюг ОС підключається до виходу підсилювача , розрізняють ОС по струму і по напрузі .

Залежно від того , яким чином ланцюг ОС підключається до виходу підсилювача , розрізняють паралельну і послідовну ОС підсилювача.

Паралельна ОС зображена на малюнку 231 , а послідовна - на малюнку 232 .

Оскільки в підсилювачах ланцюг ОС складається , в основному , з пасивних елементів , то β зазвичай менше 1 . Залежно від того , чи буде змінюватися β від частоти , розрізняють частотозавісі - мую і частотонезавісімую ОС.

2 ) Вплив ООС на основні показники підсилювача.

Розглянемо вплив ООС на роботу підсилювача на прикладі послідовної ОС по напруги- нию .

Величина ( 1 + β ∙ К) називається глибиною зворотного зв'язку.

Висновок: остання формула показує те , що ООС зменшує коефіцієнт посилення підсилю -теля .

Для позитивної ОС:

Крім того , що введення ООС зменшує коефіцієнт посилення підсилювача , всі інші технічні показники поліпшуються. Збільшується смуга пропускання , зменшуються нелінійних і частотні спотворення , дещо зростає вхідний опір .

Режими роботи підсилюючих елементів

1 ) Поняття про прохідний динамічної характеристиці.

2 ) Режим роботи класу А.

3 ) Режим роботи класу В.

4 ) Режим роботи класу АВ .

5 ) Режим роботи класу С.

6 ) Режим роботи класу D.

1 ) Поняття про прохідний динамічної характеристиці. Режими роботи підсилю -них елементів визначаються положенням робочої точки на прохідній динамічної характеристикою . Прохідний динамічною характеристикою називається залежність вихідного струму від вхідної напруги . Для транзистора , включеного за схемою з ОЕ , залежність бу - дет Ік = f ( Uбе ) . Прохідна динамічна характеристика може бути побудована за вхідний і вихідний характеристикам транзистора. Ік = f ( Uб ) .

2 ) Режим роботи класу А. У режимі роботи класу А робоча точка встановлюється на лінійній ділянці прохідний динамічної характеристики . Для цього між базою і емітте - ром транзистора за допомогою однієї з схем живлення ланцюга бази необхідно створити постійно -ную складову напруги , яка називається величиною напруги зсуву.

За відсутності змінної складової підсилюється сигналу робоча точка називається робочою точкою спокою.

Розглянемо малюнок 236 . До моменту часу t1 змінна складова вхідного сигналу відсутня , і під дією величини Eсм в колекторної ланцюга транзистора протікатиме постійна складова колекторного струму , яка називається струмом спокою .

Режим роботи класу А характеризується мінімальними нелінійними спотвореннями , т. к. підсилювальний елемент працює на лінійній ділянці характеристики .

Недоліком режиму класу А є низький ККД. η = (25 - 30 %).

Це пояснюється тим , що енергія від джерела живлення затрачається не тільки на посилення змінної складової , але і на створення постійної складової Iо , яка є марною і надалі відсіюється розділовим конденсатором.

Режим класу А застосовується , в основному , в попередніх каскадах посилення .

3 ) Режим роботи класу В. У режимі класу В робоча точка вибирається таким чином , щоб струм спокою дорівнював нулю ( дивіться малюнок 237).

Режим роботи класу В характеризується кутом відсічення Θ .

Кутом відсічення називається половина тієї частини періоду , за яку у вихідний ланцюзі протікатиме струм.

Для режиму класу В кут відсічення Θ = 90 °. Характеризується режим класу В високим ККД η = 60 ÷ 70 %. Недоліком режиму класу В є великі нелінійні спотворення. Применя -ється режим класу В у вихідних двотактних підсилювачах потужності.

4 ) Режим роботи класу АВ . Іноді положення точки спокою в режимі класу АВ вибирається на нижньому згині прохідний динамічної характеристики ( дивіться малюнок 238).

У цьому випадку буде мати місце струм спокою , але величина його буде значно менше , ніж в режимі класу А. Кут відсічення Θ в режимі класу АВ буде менше 90 °. Режим класу АВ має дещо менший ККД , ніж режим класу В ( η = 50 ÷ 60 %) і дещо менші нелінійні спотворення. Застосовується так само , як і режим класу В, в двотактних підсилювачах потужності.

5 ) Режим роботи класу С. Це режим , при якому величина Eсм має від'ємне значення ( дивіться малюнок 239).

Режим класу С характеризується максимальним ККД η = 80 % , а й найбільшими нелінійні -ми спотвореннями. Режим С в підсилювачах застосовується у вихідних каскадах потужних передат - чиков .

6 ) Режим роботи класу D. Режим роботи класу D - це ключовий режим роботи транзистора

Міжкаскадні зв'язку в підсилювачах

1) Види межкаскадних зв'язків.

2 ) Еквівалентна схема підсилювального каскаду з Резисторно - ємнісними зв'язками .

3 ) Аналіз еквівалентної схеми на низьких , середніх і високих частотах.

1) Види межкаскадних зв'язків. Для збільшення коефіцієнта посилення можуть застосовуватися багатокаскадні підсилювачі . У цьому випадку між каскадами , а також між входом підсилювача і джерелом сигналу або ж між виходом підсилювача і навантаженням можуть суще- ствовать наступні види межкаскадних зв'язків.

1 ) Резисторно - місткість зв'язок ( дивіться малюнок 240).

Резисторно - місткість зв'язок є найбільш широко поширеною в підсилювачах пере -менного напруги.

2 ) Трансформаторна зв'язок ( дивіться малюнок 241).

Трансформаторна зв'язок дозволяє здійснити оптимальне узгодження між каскадами шляхом підбору коефіцієнта трансформації трансформатора.

недоліки:

• Порівняно великі габарити і вага трансформаторів .

• Великі частотні спотворення , так як опору обмоток трансформатора залежать від частоти XL = ω ∙ L , тому трансформаторна зв'язок застосовується на низьких частотах і у вузькому діапазоні .

3 ) Гальванічна ( безпосередня ) зв'язок ( дивіться малюнок 242).

Гальванічна зв'язок застосовується в УПТ .

2 ) Еквівалентна схема підсилювального каскаду з Резисторно - ємнісними зв'язками .

Rб - це Rб ' і Rб " , включені паралельно , т. к. Rб ' через малий опір Eк можна вважати підключеним на корпус (загальний провід) .

де Свх.сл. - Це ємність наступного каскаду , а См - ємність монтажу.

3 ) Аналіз еквівалентної схеми на низьких , середніх і високих частотах. Проаналізуємо еквівалентну схему на низьких , середніх і високих частотах. На низьких ча- Стота ємнісний опір паралельно включених Cк і Cо матиме дуже велику величину і на роботу схеми впливати не буде. Се має велику величину , отже, ємнісний опір її буде дуже мало. Вже на низьких частотах ця ємність шунтирует опір R е і , значить , на низькій частоті схема підсилювального каскаду буде мати вигляд , зображений на малюнку 245 .

Розділові конденсатори включені послідовно . На НЧ опір їх буде ве - лико , що призводить до зменшення коефіцієнта посилення .

На середніх частотах опір розділових конденсаторів зменшується до такої ве - личини , що їх вплив можна не враховувати. А опір ємностей Ск і Co зменшують -ся не так на стільки , щоб надавати шунтуючі дію , і тому їх на середніх частотах їх також можна не враховувати , тому на середніх частотах еквівалентна схема буде мати вигляд , зображений на малюнку 246 . Так як на Ср.Ч ні бар'єрна ємність колекторного переходу Ск , ні Зі не роблять вплив на роботу підсилювача , то коефіцієнт підсилення на середніх частотах буде найбільшим.

На ВЧ розділові конденсатори мають дуже малий опір і , так як вони вклю - чени послідовно , вони не впливають на роботу схеми підсилювача , а ємності Ск і Co , включені в паралель , шунтируют колекторний перехід транзистора і вихід підсилю -теля своїм малим опором , що призводить до зменшення коефіцієнта посилення . Ек - еквівалентної схема підсилювача на високій частоті зображена на малюнку 247 .

На малюнку 248 показано , як впливає на коефіцієнт підсилення підсилювача зміна частоти .

K .

Поиск по сайту: