Помощничек
Главная | Обратная связь


Археология
Архитектура
Астрономия
Аудит
Биология
Ботаника
Бухгалтерский учёт
Войное дело
Генетика
География
Геология
Дизайн
Искусство
История
Кино
Кулинария
Культура
Литература
Математика
Медицина
Металлургия
Мифология
Музыка
Психология
Религия
Спорт
Строительство
Техника
Транспорт
Туризм
Усадьба
Физика
Фотография
Химия
Экология
Электричество
Электроника
Энергетика

Короткі теоретичні відомості. 1. Вивчення властивостей ромбічної антени.

Мета роботи

 

1. Вивчення властивостей ромбічної антени.

2. Опанування методики вимірювання діаграми спрямованості антени.

3. Експериментальне дослідження діапазонних властивостей.

 

Короткі теоретичні відомості

 

Переважно ромбічна антена використовується в декаметровому діапазоні хвиль, хоча почасти її можна застосовувати і в гектометровому діапазоні.

Ромбічну антену можна розглядати як двопровідну лінію, сторони якої спочатку розходяться в горизонтальній площині, а потім сходяться і приєднуються до опору, значення якого дорівнює хвильовому опору двопровідної лінії (рис. 1). Якщо до входу а - а підвести ЕРС, то в проводах встановиться рухома хвиля струму. Отже кожну із сторін ромба можна розглядати як провід, що обтікається рухомою хвилею струму.

 

 

Рис. 1

Тому сторони ромба випромінюють електромагнітні хвилі, а головні пелюстки діаграм спрямованості (ДС) таких випромінювачів будуть знаходитись під деяким кутом qm до осі проводу. Як показано в [1], характеристика спрямованості (ХС) такого випромінювача має вигляд

(1)

де кут q відраховується від осі проводу, k=2p/l- хвильове число,l- довжина сторони ромба.

Наведений вираз є добутком ХС електричного диполя (sin q) і множника системи з неперервним розподілом

 

Наведений вираз є добутком ХС електричного диполя (sin q) і множника системи з неперервним розподілом елементарних випромінювачів - sin[0.5kl(l-cosq)]/(l-cosq).

Множник системи з точністю до постійного коефіцієнта kl/2можна записати у вигляді

де, u=0.5kl/(l-cosq).

Коли кут q дорівнює нулю, то множник системи набуває максимального значення, але ХС електричного диполя зменшується до нуля. Тому ХС такого проводу має значення нуля в напрямі, що збігається з віссю проводу.

Якщо l>k, то множник системи при зміні кута q буде змінюватися швидше, ніж ХС диполя. Тому наближено можна знайти напрям максимального випромінювання проводу, прирівнюючи чисельник множника системи його максимальному значенню - одиниці. Очевидно, що аргумент u при цьому мусить дорівнювати p/2, отже

kl/(1-cosq)=p. (2)

Звідси знаходимо

(3)

або, розкладаючи ліву частину рівняння в ряд Тейлора, отримуємо наближене значення кута qm, під яким випромінюється хвиля з максимальною інтенсивністю,

 

Вибираючи кут j0(рис. 1) рівним qm, матимемо однакові напрямки головних пелюсток 2, 3, 5 і 8, що збігаються з напрямком великої діагоналі ромбу. Тому інтенсивність випромінювання в напрямку головної діагоналі суттєво збільшується. Максимальна інтенсивність буде в випадку синфазності випромінювань у зазначених пелюстках. Щоб розглянути фазові співвідношення електромагнітних хвиль у різних пелюстках, побудуємо ДС згідноз виразом (1). Ця ДС приведена на рис. 2. З виразу (1) і рис. 2 видно, що при зміні напрямку випромінювання на кут 2qm т відносно осі проводу множник системи не змінює свого знаку, тоді як перший множник виразу (1) змінює знак на протилежний. У зв'язку з цим випромінювання в пелюстці 5 відносно випромінювання в пелюстці 2 має зсув фази на 180°, але враховуючи те, що струми в цих двох проводах протифазні, отримуємо випромінювання в пелюстках 2 і 5, та 3 і 8 в фазі.

 

Рис.2

 

Умова синфазного підсумовування електромагнітних хвиль пелюсток 2 і 3, або 5 і 8 в напрямку великої діагоналі ромба визначається з наступних міркувань.

Відокремимо на однаковій відстані l1, від вершин ромба в верхніх його проводах елементи dl1та dl2(рис.1). Довжина шляху струму від першого елемента до другого становить довжину сторони ромба l, а довжина шляху хвилі, яка випромінюється першим елементом, до елемента dl2вздовж великої діагоналі дорівнює l sinФ. Враховуючи те, що пелюстки 2 та З знаходяться по різні боки відносно осі проводу, зсув між фазами векторів напруженості електромагнітних хвиль, що випромінюються другим та першим елементами, визначимо як

де kl - зсув фази струмів в елементах dl1 і dl2, Ф – kl sin Ф - набіг фази хвилі при поширенні її від dl1до dl2

Отриманий вираз не залежить від відстані l1, тому він справедливий і для повних полів розглядуваних сторін. Звідси знайдемо умову синфазного сканування полів пелюсток 2 та 3

Кут Ф, як видно з рис. 1, дорівнює 90°-qm, тому отримана умова синфазного підсумовування збігається з умовою (2), виконання якої забезпечує синфазне складання полів пелюсток 2 і 5 (3 і 8}. Отже при j0 = qm всі пелюстки (2,3,5 і 8) матимуть синфазні випромінювання в напрямку великої діагоналі. У довільному напрямку поля випромінювання окремих сторін складаються з певним розфазуванням. У зв'язку з цим ДС антени має багато пелюсток та нулів. Характеристика спрямованості антени в горизонтальній площині описується як:

 

(4)

 

де Ф - половина тупого кута ромба.

У вертикальній площині при ідеальній провідності землі

, (5)

де D - кут місця точки спостереження, h - висота підвісу антени.

З виразу (4) напрямки нульового випромінювання в горизонтальній площині визначаються як

(6)

де р= 1,2,3,....

З виразу (5) визначаються напрямки нульового випромінювання у вертикальній площині

(7)

де р - ціле число, що знаходиться в таких межах

 

Головна пелюстка у вертикальній площині лежить між горизонтальною площиною і напрямом першого нульового випромінювання D01 (h=1).

При спрощених розрахунках ДС можна вважати, що напрямки максимумів бічних пелюсток розміщуються посередині між нулями випромінювання. Підставляючи відповідні кути qmax p і Dmax p в вирази (4) і (5), отримаємо значення максимумів, які можна використати для побудови ДС та визначення рівня бічних пелюсток.

Ромбічна антена відноситься до діапазонних антен. У правильно спроектованій антені робочий діапазон хвиль обмежується мінімальною довжиною хвилі lmin=0.8l0 і максимальною довжиною lmах = 2,5l0, де l0-оптимальна довжина хвилі, по якій ведеться розрахунок антени. Вхідний опір антени дорівнює хвильовому опору фідера, тому узгодження антен з фідером досягається в широкому діапазоні хвиль. Але при зміні робочої довжини хвилі, як випливає з виразів (4) і (5) змінюється ДС, тому границі робочого діапазону хвиль визначають по допустимим змінам коефіцієнта підсилення.

Оскільки при зміні довжини хвилі змінюється кут qm (3), то для того, щоб напрямки головних пелюсток ДС проводів 2, 3, 5 і 8 (рис.1) збігались з великою діагоналлю ромба, а також щоб не сильно деформувалась ДС (4) всієї антени, необхідно правильно вибирати довжину сторони ромба. Із формули (3) залежність кута qm від довжини сторони ромба l має вигляд, що зображений на рис. 3. З рис. 3 видно, що при l/l³ 4 кут qm майже не змінюється при зменшенні довжини хвилі l. Тому вибираючи довжину сторони ромба l рівною або більшою 4l0, можемо забезпечити незмінність напрямків головних пелюсток сторін ромба в робочому діапазоні довжин хвиль і формування потрібної ДС.

 

 

Рис.3

Практично, для зменшення території, яка відводиться під антену, сторони ромба l беруть більше двох, трьох, але менше шести довжин хвиль.

Одним із істотних недоліків ромбічних антен є великий рівень бічних пелюсток. Інтенсивність випромінювання в напрямі бічних пелюсток значна, тому потужність випромінювання в межах головної пелюстки може бути меншою, ніж у бічних пелюстках.

Іншим істотним недоліком є низький коефіцієнт корисної дії (ККД), який в значній мірі залежить від розсіяння підведеної потужності на_опорі навантаження ромба.

Лабораторна робота виконується на фізичній моделі ромбічної антени, тому що реальні ромбічні антени декаметрового діапазону мають значні розміри. За основу моделювання антен беруть принципи електродинамічної подібності, згідно з якими побудова моделі антени з геометричними розмірами в п разів меншими досліджуваної антени вимагає:

збільшити частоту, на якій необхідно випробувати модель, в п разів;

діелектричну та магнітну проникності матеріалів, з яких виготовляється модель, залишити таким ж, як і в досліджуваної антен;

збільшити в п разів провідність матеріалів, що застосовуються для виготовлення антени.

При виконанні цих вимог електричні параметри та характеристики випромінювання моделі і антени будуть ідентичними. Цей висновок випливає безпосередньо з лінійності рівнянь Максвела.

Умови моделювання створюють певні вимоги і до імітації матеріалів. Ізоляційні матеріали мусять мати таку ж діелектричну проникність, що й ізолятори антени, але провідність ізоляторів в моделі повинна бути в п разів вищою. Останню вимогу задовольнити важко, тому при високій якості ізоляційних матеріалів реальної антени провідністю можна знехтувати і застосувати такі ж самі діелектрики в конструкції моделі.

Ще важче забезпечити збільшення провідності матеріалів моделі при імітації провідникових матеріалів у зв'язку з тим, що провідникові елементи реальних антен мають значну провідність. Особливі труднощі виникають при моделюванні втрат в землі та в об'єктах, розташованих поблизу реальної антени. Для антен, що знаходяться в вільному просторі, або коли можна не враховувати вплив землі, похибки, які обумовлені порушенням вимоги при збільшення провідності в празів, можна суттєво зменшити, використовуючи як провідникові матеріал алюмінієві стопи, мідь або латунь.

За допомогою моделей в лабораторних умовах досліджуються ДС, поляризаційні характеристики антен та вимірюються деякі параметри. Результати моделювання певною мірою будуть відрізнятися від характеристик реальних антен. Це випливає з того, Ідо втрати в середовищах поблизу моделі і реальної антени не подібні. Реальна антена підвішується на деякій відстані від землі, а антена-модель встановлюється на підставці, параметри якої не відповідають критеріям подібності. Тому найбільш точними будуть результати, які відносяться до характеристик випромінювання досліджуваної антени.

Діаграма спрямованості є основною характеристикою антени. Для передавальної антени ДС являє собою залежність амплітуди напруженості поля випромінювання від координатних кутів при сталій відстані між антеною та точками спостереження. Для приймальної антени - це залежність ЕРС на затискачах антени від координатних кутів напряму приходу електромагнітної хвилі. Як випливає з принципу взаємності, ДС антени в режимі випромінювання така ж, як і в режимі приймання, тому досліджувана антена може бути або передавальною, або приймальною. При будь-якому способі знімання ДС в складі вимірювальної апаратури повинна бути передавальна антена, що створює електромагнітне поле, і приймальна антена, на затискачах якої наводиться створеним полем ЕРС. Яка з цих двох антен є досліджуваною - немає ніякого значення.

При вимірюванні ДС використовують дві антени, які необхідно так розмістити, щоб похибки вимірювання були мінімальними. Передусім приймальну антену необхідно встановити в зоні випромінювання, тобто в дальній зоні. Для ненапрямлених антен, розміри яких малі порівняно з довжиною хвилі, досить взяти відстань між ними в декілька довжин хвиль. Для напрямлених антен, розміри яких значні, відстані мають бути такими, щоб фронт хвилі поблизу приймальної антени був плоским. На рис. 4 зображена передавальна антена А малого розміру і приймальна антена В великого розміру, що позначений як L

 

 

 

Рис.4

 

Знайдемо мінімальну відстань rміж антенами, при якій фазові створення будуть в межах допустимих значень. Якщо відстань rневелика, то фронт хвилі поблизу приймальної антени буде сферичним з радіусом r, тому в апертурі приймальної антени виникнуть фазові спотворення. Максимальний фазовий зсув буде для напруженостей поля в таких точках розкриву, для яких найбільша різниця ходу променів від передавальної антени А до площини апертури приймальної антени В. Очевидно, що при сферичній хвилі максимальна різниця ходу виникає для центрального і периферійного променів. Позначимо відстань до центра приймальної антени через r , а до крайньої точки розкриву r'. Різницю ходу променів визначимо як

Враховуючи, що відстань г повинна бути більшою, ніж L/2, розкладемо вираз під радикалом за біномом Ньютона і обмежимося першими двома членами, тоді

Доведено, що при фазових зсувах менших або рівних p/8, похибки вимірювання ДС незначні. Тому приймаючи, що kD=p/8, отримуємо мінімальну відстань між антенами

(8)

З аналізу апертурних антен відомо [4], що при мінімальній відстані (8) похибки вимірювання напруженості поля не перевищують 1 %, а коефіцієнта підсилення - 2 %.

Коли обидві антени мають значні розміри розкривів, то значення rmin обчислюють за іншою формулою. Нехай дві антени А і В знаходяться на відстані r(рис. 5).

Кут, під яким видна антена В з центра антени А

Цей кут повинен бути значно меншим ширини головної пелюстки ДС антени А, щоб антена В опромінювалася однорідним полем. Отже, мусить виконуватися умова b«2q0, де 2q0 ширина головної пелюстки ДС передавальної антени.

 

 
 

 


Рис.5

Приймемо, що допустимим є значення

Тоді

(рад)

Для гостронапрямлених антен можна вважати, що ширина ДС за нулями приблизно визначається як

Підставляючи значення ширини ДС в формулу, що визначає мінімальну відстань, отримуємо

(9)

У загальному випадку обчислюють мінімальне значення відстані за формулами (8) та (9) і використовують більше значення rmin .

У лабораторних умовах напруженість поля при дослідженні антен вимірюють на відносно невеликих відстанях, які в деяких випадках можуть бути меншими rmin. На це потрібно звертати увагу, тому що при таких вимірюваннях виникають додаткові джерела похибок.

Знімання ДС не вимагає вимірювання абсолютного значення напруженості поля, тому можна обмежитися вимірюванням відношення амплітуди поля в точці спостереження до значення амплітуди, яка визначена для певного напрямку (наприклад, напрямок максимального випромінювання).

Пристрій для вимірювання відносної амплітуди напруженості поля є дуже простим. Як правило, такий пристрій складається з антени, детектора і гальванометра. На рис.6 зображений індикатор поля, в якому використана рупорна антена. В секції хвилеводу X розташовані детектор Д, стрижень С і поршень П для настройки секції. Стрижень розташований паралельно вектору електричного поля в хвилеводі і з'єднаний з гальванометром Г

 

 

Рис. 6

 

При використанні напівпровідникового діода як детектора покази гальванометра пропорційні квадрату напруженості поля. Тому шкала гальванометра може бути проградуйована або в мікровольтах, або в мікроватах.

Діаграми спрямованості можна знімати обертаючи досліджувану антену навколо її фазового центра. При цьому допоміжна антена, що використовується в вимірювальній установці, своє положення не змінює. Якщо центр обертання антени не збігається з фазовим центром антени, то виникнутьдодаткові амплітудні та фазові похибки вимірювання ДС. Тому треба звертати особливу увагу на визначення фазового центра антени і центра її обертання.

Можна знімати ДС і при нерухомій досліджуваній антені, але при цьому допоміжна антена з індикатором поля в випадку дослідження передавальної антени, або з джерелом високочастотного живлення у випадку приймальної антени мусить переміщуватися навколо основної антени на сталій відстані, що в лабораторних умовах реалізувати важко.

Зняття багатопелюсткових ДС вимагає ретельних вимірювань кожного мінімуму і максимуму. У межах найбільш великих і широких пелюсток потрібно виконати 10-12 вимірів, щоб правильно відтворити ці пелюстки. Бічні пелюстки, рівень яких відносно малий, можна вимірювати в трьох точках - два напрямки, що утворюють кут, в який вписується пелюстка, і значення її максимуму. При вимірюванні необхідно звертати увагу на стабільність роботи генератора і стабільність градуювання приймача.

Вимірювальна установка складається з генератора високої частоти ГВЧ, допоміжної антени Ад, досліджуваної антен Ар, розташованої на спеціальному пристрої ОП, який дозволяє обертати ромбічну антену в горизонтальній площині на кут не менший 180°, і в вертикальній площині. Навантажена ромбічна антена на індикатор напруги І (рис. 7). Обертовий пристрій ОП може працювати в автоматичному режимі, або в режимі ручного управління. Кут обертання встановлюється або по індикатору на панелі управління, або по шкалам на обертовому пристрої. Генератор високої частоти коаксіальним кабелем з'єднується з допоміжною (рупорною) антеною, яка збуджується штирем, що знаходиться в короткій секції прямокутного хвилеводу.

Напрям головного випромінювання рупорної антени збігається з нормаллю до площини розкриву. Отже, при зніманні ДС, рупор має бути орієнтованим своїм розкривом на досліджувану антену.

 

Рис. 7

 

Завдання

 

1. Ознайомитися з засадами теорії ромбічної антени,приведеними в розділі "Короткі теоретичні відомості" та в підручниках [2, 3].

2. Розрахувати за формулами (8) і (9) мінімальну допустиму відстань між ромбічною та рупорною антенами.

3. Ознайомитися з технічними характеристиками та правилами експлуатації вимірювального обладнання.

4. Користуючись виразом (3), визначити кут qm порівняти його з гострим кутом j0 ромба.

5. Користуючись виразами (6) та (7), розрахувати для досліджуваної антени напрями нулів діаграми спрямованості в горизонтальній і вертикальній площинах. Отримані напрямки порівняти з напрямками, отриманими в результаті експерименту.

6. Зняти ДС в горизонтальній площині.

7. Зняти ДС в вертикальній площині.

8. Виміряти ширину ДС 2q0 та 2q0,5 в заданому діапазоні частот.

9. Побудувати ДС в прямокутній системі координат і нанести розраховані напрямки нулів випромінювання.

10. Побудувати графічну залежність ширини ДС від частоти (від відношення l/l).

11. Зробити оцінку похибок вимірювання, а також визначити основні джерела похибок.

 

 




Поиск по сайту:

©2015-2020 studopedya.ru Все права принадлежат авторам размещенных материалов.